NR上行至少支持SRS：具有CSI采集、波束管理等主要功能的参考信号，支持DM-RS：具有数据和控制解调主要功能的参考信号，相位跟踪的参考信号。

NR上行RS可用于UL信道估计和其他目的，例如RRM测量和L1/L2移动性。Active和Inactive状态下的NR上行RS要求可能会有很大不同。例如，UL信道估计在Inactive状态下不是必要的任务，并且可以使用减少的资源来设计，以最小化能量消耗。

处于Active状态的UE是紧密同步的，而处于Inactive状态的同步则不太准确。不准确的同步需要NR上行RS中更大的循环前缀（CP：cyclic prefix），以说明Inactive状态下的时序不对准。这反过来可能导致对于处于Inactive状态的NR上行RS使用更长的符号时间和减小的子载波间隔的必要性。

在LTE中，根据高层信令，对于20mhz 上行带宽，SRS带宽可以小到4个RB到大到96个RB。此外，传输Comb（跳过两个映射音调之间的多个连续音调）用于将SRS映射到资源元素。如果相同小区中的两个UE的LTE SRS Zadoff-Chu（ZC）序列映射到相同符号上的相同频率块，则在网络处区分它们的唯一方法是使用不同的传输Comb；或者通过使用不同的循环移位。

与LTE SRS类似，在相同的时频（TF：time-frequency）资源上从两个不同UE发送的NR上行RS理想上应该是正交的，或者至少具有低互相关特性，以便在网络侧可区分。虽然LTE中的最大UL带宽为20mhz，但是NR UE可以在高达100mhz的频率下传输。因此，NR上行RS应当能够支持如此宽的频带。

LTE SRS中的基本ZC序列基于其服务小区的唯一ID来确定。然而，服务TRP对NR中的UE是透明的，并且NR小区中的多个TRP共享相同的NR小区ID（RRC级移动性）。因此，NR上行RS中的基本ZC序列可以取而代之地取决于NR小区中的多个TRP之间共享的NR小区ID。

在确定NR中的基本ZC序列的根时，还应考虑许多因素。NR小区可包括服务于大量UE的大量TRP。因此，可能没有足够的ZC序列可用于支持NR小区的大覆盖区域中的所有UE。因此，应使用多个ZC根在NR小区中生成上行RS，其中，正交ZC序列被分配给将对彼此造成更多干扰的UE，而如有必要，低相关ZC序列可被分配给对彼此造成很少或没有干扰的UE。NR上行RS的ZC序列根和其他特性，包括循环移位、传输Comb和资源分配，可由网络使用NR小区ID和一些UE特定参数来确定。

NR支持15 KHz LTE子载波间隔（SCS）以及其他SCS，如30 KHz和60 KHz。较大的SCS需要较短的符号时间，这反过来又对同一基本序列的可用循环移位的数量施加了更严格的限制。因此，这可能限制可在相同符号和频率块上传输的可用NR上行RS的数量。

需要考虑的另一个考虑是，在特定RRC状态下，UE的定时对准可能不太准确。因此，需要长循环前缀（CP）来吸收往返延迟和信道延迟扩展。这在某种程度上类似于LTE PRACH中的大CP需求。CP和保护时间（GT：guard time）持续时间取决于TRP的组合覆盖区域，因为例如，有多个TRP预期侦听非活动UE的NR上行RS。在这种情况下，NR上行RS应尽可能长以允许更多的循环时间偏移，从而导致不同UE使用更多的正交序列，同时仍然适合NR帧结构（例如，自包含子帧）。此外，当UE处于Inactive状态时，NR上行RS可能需要是相对不频繁地发送的窄带信号，例如，每DRX周期一次或更少，以减少能量消耗并增加可具有正交资源的UE的数量。

为了满足各种部署场景的需要，在确定NR上行RS参数时需要考虑多个因素，并且应支持CP/GT/序列持续时间和带宽方面的多种RS格式。

在NR中，使用基线前端加载（ baseline front-loaded）RS是必要的，因为它能够实现低时延。在时频资源网格中，前端加载的RS可以位于控制区域之后，然后是数据区域，如图1所示。一旦从前端加载的RS获得信道估计，接收机就可以解调数据区域中的数据。这种前加载的RS结构在低移动性场景的解码时延减少方面尤其有利，其中信道一致性时间长于时域中两个连续的前加载RS的持续时间（即时隙或子帧长度）。

对于高移动性场景，由于依赖于UE速度和时隙持续时间的过时信道估计，仅使用前加载RS可能不能保证数据的令人满意的解码精度。考虑到5G NR的机动性要求为500 km/h，这一点尤为重要。这种快速的信道变化需要在基线前端加载RS的基础上使用额外的RS。作为一个例子，支持高迁移率的附加RS可以位于传输持续时间（即时隙或子帧）的中间。

另一个需要额外RS的重要因素是相位噪声的存在。发射机或接收机中用于上下转换信号的每个振荡器都会受到相位噪声的影响。一个理想的振荡器应该在振荡频率的频谱中有一个脉冲。然而，由于相位噪声，实际振荡器的频谱往往会从脉冲中分散。相位噪声对接收的OFDM信号造成两种类型的影响：公共相位误差和ICI。在OFDM符号持续时间内，公共相位误差平均地添加到每个子载波，导致整个星座的旋转。因此，可以在接收机处估计和补偿公共相位误差的量。另一方面，ICI在星座上表现出类似AWGN的行为，而这种行为无法被校正或补偿。

与低频段相比，相位噪声对高频段（如毫米波）的影响更为显著。在毫米波波段实现具有低相位噪声特性的射频振荡器是一个相当具有挑战性的问题。然而，通过使用附加RS的相位噪声估计和补偿，至少对于公共相位误差，可以减轻由于相位噪声引起的性能退化。

相位噪声估计的附加RS（更具体地说，公共相位噪声）可以沿时域、连续分配，如图2所示。这种时间连续的附加RS分配是为了反映连续OFDM符号之间公共相位误差的低相关特性。如果相位补偿使用过时的相位估计值，相位补偿的性能将降低。因此，希望每个OFDM符号至少执行一次相位噪声估计。

用于相位跟踪的附加RS也可用于解调的信道估计，除了前端加载的RS之外，使用额外的RS进行信道估计将有助于提高用于解调的信道估计的精度以及相应的链路级性能，例如BLER和频谱效率。

假设多用途附加RS用于估计相位噪声和信道估计，则需要对先前讨论的RS分配进行一些修改。上述时间连续附加RS分配（见图2）精确估计频率选择性衰落信道的能力非常有限。因此，在频域中分散额外的RS将是有益的。一个例子是将附加RS交替分配到两个遥远的子载波中，如图3所示。注意，每个子载波的公共相位误差相同。因此，在实现用于数据解调的改进的信道估计性能的同时，相位跟踪性能不会降低。